Sat. Nov 26th, 2022

Obtenga más información sobre los amplificadores operacionales descompensados ​​frente a los totalmente compensados ​​y los métodos externos para lograr una compensación.

Como se discutió en un artículo anterior, la compensación de frecuencia de Miller hace posible utilizar valores bastante pequeños de la capacidad de compensación doƒ. Esto es altamente deseable no solo porque doƒ se pueden fabricar en el chip, pero también porque da como resultado una dinámica más rápida que, por ejemplo, la compensación de la capacitancia en derivación. Esto es así porque el velocidad de subida, la ancho de banda de bucle abierto, y el ancho de banda de potencia total son inversamente proporcional a doƒ.

Ahora, la compensación por las ganancias en bucle cerrado hasta la ganancia unitaria es la más conservadora en términos del tamaño de doƒ. Existen muchas aplicaciones que implican ganancias de bucle cerrado mayores que un mínimo, como mayores que UNAmin = 10 V / V, que funcionaría con un aún más pequeño Cƒ y asi disfrutar aun más rápido dinámica.

Usemos nuestro ejemplo de circuito de PSpice en funcionamiento, introducido por primera vez en mi artículo sobre la compensación de frecuencia del amplificador operacional, para comparar la descompensación con la compensación total:

Figura 1. Circuito PSpice para trazar una ganancia de bucle abierto totalmente compensada y descompensada.

Los resultados de PSpice se pueden ver en la siguiente figura:

Figura 2. Ganancias de circuito abierto con compensación total (Cƒ = 9.90 pF para ganancias de bucle cerrado ≥ 0 dB) y con descompensación (Cƒ = 2.334 pF para ganancias de bucle cerrado ≥ 20 dB). Ambas compensaciones disfrutan φmetro ≥ 65.5 °

Los resultados suscitan las siguientes observaciones:

  • Con compensación completa (doƒ = 9.90 pF), la ganancia de 0 dB tiene la frecuencia de cruce ƒX ≈ 5.86 MHz y el margen de fase φmetro = 65.5 °. Además, si configuramos el amplificador operacional totalmente compensado para una ganancia de bucle cerrado de 20 dB, tiene ƒX ≈ 633 kHz y φmetro ≈ 87 °, un margen aún mayor que la ganancia de 0 dB.
  • Con descompensación (doƒ = 2.334 pF), la ganancia de 20 dB tiene ƒX ≈ 2,37 MHz (un ancho de banda más amplio que con la compensación total) y aún φmetro = 65.5 °. Sin embargo, si configuráramos el amplificador operacional descompensado para una ganancia de bucle cerrado de 0 dB, tendríamos ƒX ≈ 11.1 MHz y φmetro ≈ 24 °, un margen pobre porque el dispositivo descompensado está diseñado para ganancias ≥ 20 dB. Con φmetro A 24 °, la ganancia de 20 dB exhibiría un pico de alrededor del 7% y una respuesta transitoria con un rebasamiento de alrededor del 50%, los cuales generalmente son inaceptables.

Ahora pasemos a considerar cómo podemos lograr una compensación en nuestro circuito utilizando factores externos; por ejemplo, resistencias.

Compensación externa mediante resistencias

A pesar de que los amplificadores operacionales descompensados ​​están diseñados para ganancias de bucle cerrado mayor ese UNAmin (UNAmin = 20 dB en el ejemplo anterior), su dinámica superior los hace atractivos también para aplicaciones que involucran ganancias inferior que UNAmin.

Pero esto reduciría el margen de fase. φmetro, por lo que es responsabilidad del usuario compensar el circuito externamente a fin de mantener φmetro en el nivel deseado.

Para ilustrar, tomemos el op-amp de la Figura 1 en una forma descompensada con doƒ = 2.334 pF, y configurémoslo para la operación del seguidor de voltaje como se muestra en la Figura 3 (a).

(a) (b)
Figura 3. Seguidor de voltaje: (a) Sin compensación, y (b) compensado externamente por φmetro ≈ 65.5 °.

Como se mencionó, este circuito tiene un margen de fase de sólo φmetro ≈ 24 °. ¿Cómo lo elevamos a φmetro = 65.5 °? Una solución simple es elevar su 1 / β curva a 20 dB, mientras se asegura la ganancia de unidad. Esto lo logramos conectando un par de resistencias. Rdo-Rƒ en una proporción de 1 a 9 como se muestra en la Figura 3 (b). La ganancia de bucle cerrado en el límite idealizado. a → ∞ es todavía

$$ A_ {ideal} = 1.0V / V $$

Ecuación 1

(Este es el caso porque para a → ∞ el voltaje a través de los terminales de entrada del amplificador operacional tiende a cero. Esto implica cero corriente a través de Rdo y, por lo tanto, cero corriente también a través de Rƒ. En consecuencia, la tensión a través de Rƒ es cero, entonces tenemos Vo = Vyo.)

Sin embargo, el factor de retroalimentación β, que encontramos a través del circuito de pruebas de la Figura. 4 (a) es

$$ β = frac {V_ {n}} {V_ {t}} = frac {R_ {c}} {R_ {c} + R_ {f}} = 0.1 $$

Ecuación 2

o 1 / β = 10 = 20 dB (tenga en cuenta que 1 / βUNAideal en este ejemplo).

(a) (b)
Figura 4. (a) Circuito para encontrar el factor de realimentación β del seguidor de voltaje de la Figura 3 (b), y (b) visualización de la gráfica de Bode.

Las respuestas se muestran en la Figura 5.

(a) (b)
Figura 5. (a) Circuito PSpice para visualizar (b) las respuestas de los seguidores de voltaje de la Figura 3. El bloque de Laplace simula la respuesta descompensada de la Figura 2, obtenida con Cƒ = 2.334 pF.

Una línea de razonamiento similar se aplica al amplificador inversor de ganancia unitaria de la Figura 6 (a).

(a) (b)
Figura 6. Compensación externa de un amplificador inversor de ganancia unitaria.

En este caso, en el límite. a → ∞, tenemos

$$ A_ {ideal} = – frac {R_ {2}} {R_ {1}} = – 1.0V / V $$

Ecuación 3

Por inspección, el factor de retroalimentación es ahora

$$ β = frac {R_ {1} || R_ {c}} {(R_ {1} || R_ {c}) + R_ {2}} = 0.1 $$

Ecuación 4

En este caso, Rdo ha sido elegido para hacer (R1||Rdo) = R2/ 9.

Aplicaciones (y desventajas) de la compensación resistiva

La discusión anterior, especializada para los amplificadores no inversores e inversores de ganancia unitaria, se puede generalizar fácilmente en el caso de ganancias de bucle cerrado distintas de la unidad, pero aún así 1 <(1 + R2/ R1) < UNAmin.

Si el circuito se utiliza como un amplificador no inversor (UNAideal = 1 + R2/ R1) o como un amplificador inversor (UNAideal = –R2/ R1), siempre y cuando la condición (1 + R2/ R1) < UNAmin Sostiene, ponemos una resistencia. Rdo A través de los terminales de entrada del amplificador operacional, tales como 1 + R2/ (R1||Rdo) = 1 + R2/ R1 + R2/ Rdo = UNAmin.

La compensación resistiva, aunque directa, tiene dos desventajas:

  • Cualquier ruido que se pueda modelar con una fuente de voltaje en serie con la entrada no inversora, como el voltaje de compensación de entrada VOSse amplifica por 1 / β, también llamado el ganancia de ruido Debido a esto.
  • La ganancia de bucle T = ( = –Vo/Vt En figura 4 (a)) se reduce (en un factor de 10 en el presente ejemplo), lo que provoca una caída en la precisión de CC en circuito cerrado del circuito.

Compensación de entrada-retraso

Podemos aliviar las limitaciones de la compensación resistiva colocando una capacitancia adecuada dodo en serie con Rdo, como se muestra en la figura 7 (a) para el amplificador inversor.

(a) (b)
Figura 7. (a) Compensación del retardo de entrada del amplificador inversor de ganancia unitaria, y (b) Visualización del diagrama de Bode.

Tenga en cuenta que para garantizar el margen de fase deseado, debemos hacer que el amplificador se ajuste a la tasa de cierre (ROC) deseada solo en la vecindad de la frecuencia de cruce ƒX, no necesariamente todo el camino hasta DC.

Físicamente, la 1 / β la curva se rompe en la frecuencia ƒdo en la cual la magnitud de la impedancia capacitiva es igual a Rdo, o | 1 / (j2πCdo| = Rdodando

$$ C_ {c} = frac {1} {2πR_ {c} f_ {c}} $$

Ecuación 5

Prevenir la erosión apreciable del margen de fase. φmetro, es lugar de costumbre ƒdo acerca de una década abajo ƒXo

$$ f_ {c} ≈ frac {f_ {x}} {10} $$

Ecuación 6

Para el circuito de la figura. 7 (a), esto implica dodo ≈ 54 pF. La simulación de la Figura 8 arroja valores medidos de ƒX = 2.38 MHz y φmetro = 61 °.

Figura 8. (a) El circuito PSpice para (b) visualizar el efecto de estabilización de la compensación del retardo de entrada para el amplificador inversor de ganancia unitaria.

Un enfoque alternativo a la compensación de frecuencia externa

La compensación del retardo de entrada es notoria por crear un doblete de polo cero en la respuesta de bucle cerrado, que lleva, entre otras, a características de tiempo de establecimiento intolerablemente largas. Estas deficiencias se evitan con el método alternativo de compensación avanzado por Michael Steffes y se muestra en la Figura 9.

(a) (b)
Figura 9. (a) la técnica de compensación de Michael Steffes para amplificadores operacionales descompensados, y (b) visualización de la gráfica de Bode.

Ya hemos encontrado un circuito de este tipo en un artículo anterior sobre la compensación de capacitancia de entrada parásita, por lo que muchas de las consideraciones hechas allí se aplican también al circuito presente, y la única diferencia es que ahora do1 es intencional.

Estamos interesados ​​en desarrollar dos condiciones para especificar los valores de do1 y do2. A altas frecuencias, donde las impedancias. do1 y do2 Son mucho más pequeños, en magnitud, que R1 y R2podemos ignorar R1 y R2 y afirman que a altas frecuencias tenemos 1 / β → 1 + do1/DO2.

Imponiendo 1 + do1/DO2 = 20 dB = 10 da la primera condición para nuestro ejemplo de circuito

$$ C_ {1} = 9C_ {2} $$

Ecuación 7

La segunda condición se deriva del hecho de que

$$ C_ {2} = frac {1} {2πR_ {2} f_ {c}} $$

Ecuación 8

entonces el valor de do2 Depende de donde decidamos posicionarnos. ƒdo.

En lugar de aplicar el análisis detallado de Steffes, que está más allá del alcance del presente artículo, aquí adoptamos un enfoque heurístico.

Comenzamos con las ecuaciones (6) y (8), y usamos el circuito PSpice de la Figura 10 para observar las respuestas de CA a medida que aumentamos gradualmente ƒdo disminuyendo do2 manteniendo la condición de la ecuación (7).

Figura 10. Circuito PSpice para trazar la respuesta de CA del amplificador inversor de la Figura 9a. Para trazar la respuesta transitoria, cambie la fuente de entrada de CA a una fuente de pulso.

Nos detenemos cuando la respuesta de AC comienza a mostrar un pico. Este enfoque da do2 = 12 pF y do1 = 9do2= 108 pF, dando como resultado las respuestas de buen comportamiento de la Figura 11. La respuesta de CA tiene una frecuencia de –3 dB de 2.36 MHz.

(a) (b)
Figura 11. (a) Respuesta de CA y (b) Respuesta escalonada del amplificador inversor de la Figura 10.

Vale la pena señalar que cualquier capacitancia perdida donorte presente en la entrada de inversión se puede incorporar a este esquema de compensación cambiando el valor de do1 a 9C2donorte. Entonces, si, digamos, donorte = 20 pF, entonces usamos do1 = 88 pF.


En este artículo, analizamos los amplificadores operacionales descompensados ​​y compensados ​​externamente. Utilizamos circuitos de ejemplo para demostrar qué compensación de frecuencia del amplificador operacional se podría lograr a través de diversos medios y consideramos los pros y los contras de cada método.

By Maria Montero

Me apasiona la fotografía y la tecnología que nos permite hacer todo lo que siempre soñamos. Soñadora y luchadora. Actualmente residiendo en Madrid.